基于差分信號調(diào)理芯片JHM1101的變送電路設(shè)計

JHM1101 Based Signal Conditioning Circuit Design

劉海軍（北京久好電子科技有限公司 100085）

摘要：本文設(shè)計了一款高性價比、高穩(wěn)定性的4～20mA輸出變送電路，主芯片采用國產(chǎn)差分信號調(diào)理芯片JHM1101，外部使用單運放搭建V/I電路，使整個電路的元器件應(yīng)用具有極高的靈活性。搭配數(shù)字校準板及上位機軟件，就可以實現(xiàn)單路及批量的溫度補償和校準。本電路已經(jīng)廣泛應(yīng)用于液壓、氣壓等壓力傳感器的測量并取得很好效果。

關(guān)鍵字：壓力變送器；信號調(diào)理芯片、放大器、儀表、Sensor

0 引言：

JHM1101是一款針對差分電阻橋式或半橋式傳感器信號設(shè)計的高精度模數(shù)轉(zhuǎn)換器，可通過單線接口提供數(shù)字或模擬的測量輸出信號，為傳感器提供便捷、準確的測量結(jié)果。該芯片提供模擬和數(shù)字型輸出方式，比如rail-to-rail輸出，0~1V輸出，數(shù)字信號輸出、PWM輸出。在工業(yè)類應(yīng)用中，4~20mA型的電流是最常用的輸出方式，對此本文描述了應(yīng)用JHM1101實現(xiàn)此電流輸出的方法及參考設(shè)計。

1 電路結(jié)構(gòu)設(shè)計：

基于JHM1101的4～20mA輸出變送電路如圖1所示，其中U2就是JHM1101芯片，直接與傳感器（Sensor）連接。在保證SENSOR、U1、U2總工作電流不超過3.5mA的前提下，通過這個V/I電路可以實現(xiàn)將電壓型校準輸出轉(zhuǎn)變成4~20mA的電流型輸出。為了將輸出電流控制得比較小，電阻RDD和ROUT的阻值需要是10:1的比例關(guān)系，并且RDD的阻值應(yīng)該在MΩ級別。U1建議選用5V低功耗rail-to-rail型的儀表放大器，如OPA337。穩(wěn)壓二極管ZD2在VDD端提供電壓保護。Q2是一個N溝道的JFET管，用于將電源電壓穩(wěn)定到5V，型號建議選擇MMBF4393。Q1是NPN型的三極管，選型時需要考慮它承受的耐壓值與功率，建議選擇BCX56。

圖1 基于JHM1101的4～20mA輸出變送基本電路

依圖1的電流輸出與JHM1101的電壓的關(guān)系式I_CL=f(V_OUT)如式1。

       其中定義

這樣輸出電流就可以表示為：

圖1中各個電阻值為RSENS=50Ω，RDD=1.2MΩ，ROUT=120KΩ，RBACK=24KΩ，芯片的供電電壓VDD=5V，那么Gain=0.2mA，Offset=2mA。也就是說輸出電流與電壓構(gòu)成的關(guān)系式如下：

當(dāng)期望的電流輸出范圍是4~20mA時，那么根據(jù)上式，可計算出范圍為10%~90%。

由于此電路采用了后端電流溫度補償方法，所以RE、RSENS、ROUT、RBACK、RDD阻值精度在1%以內(nèi)，溫漂在100PPM以內(nèi)就可以了。在更高的精度及溫漂要求下，可以提高這幾個元件的精度。

2 濾波網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

為確保輸入信號盡可能沒有噪聲，在傳感器輸出與JHM1101輸入引腳間放置一個低通濾波網(wǎng)絡(luò)，如圖2所示。

圖2 低通濾波網(wǎng)絡(luò)原理圖

此輸入濾波器同時具有共模組件和差模組件。由于傳感器電壓信號是一個直流信號，為減弱任何可能出現(xiàn)的交流噪聲，這個低通濾波器的截止頻率可以設(shè)置為一個非常低的值。

此濾波器的截止頻率公式定義：

R6=R7；R0=R6+ RB；C5=C7；C6=10*C5

將此差模濾波器的截止頻率設(shè)定為fC_DIFF=40HZ可以有效地消減全部差模交流噪聲。共模濾波器的截止頻率應(yīng)至少設(shè)定為十倍頻，以避免將共模噪聲（如50HZ噪聲）轉(zhuǎn)換為JHM1101差分輸入信號。這里假設(shè)使用陶瓷芯體，其橋阻一般為10 KΩ左右，這里RB取值為10KΩ。根據(jù)所需要的差模濾波器截止頻率，只須v計算出R6和C5的數(shù)值，因為C6共模濾波電容為C5的十倍。

在這里C5取一個電容器的常用值10nF，通過下面的公式算出R6的數(shù)值：

將C5=10nF和fC_DIFF=23HZ代入上面公式，得出R6的理想值為：

R0=18.94KΩ

R6= R7= R0- RB=8.94KΩ

通過這個理想值，選擇10KΩ這個常用電阻作為標準值，使用R6=10KΩ和C5=10nF濾波器的最終截止頻率為：

fC_DIFF=37.89HZ

fC_CM=1591HZ

在大多數(shù)應(yīng)用時，低通濾波截止頻率不需要十分精確。所以C5、C6、C7電容值達到10%的精度，R6、R7電阻值達到1%的精度就可以了。在要求很高精度的應(yīng)用中，比如需要更精確的低通濾波截止頻率，可以提高這幾個元件的精度。

3 外部保護電路

為了確保模塊在操作人員的誤操作和極端惡劣的環(huán)境下不損壞，在模塊的電流出入端增加了外部的保護電路，如圖3所示。

圖3 外部的保護電路

兩個高壓低容量電容C1、C2提供一個高頻干擾對大地的通道，還可抑制分布電容的影響。兩個磁珠F1、F2在臨界交流頻率時，呈高阻抗，并且提供一個低直流電阻。C1、C2、F1、F2相互配合，可提供EMI的保護。

一個肖特基二極管D1和一個雙向TVS二極管提供ESD、EFT和浪涌保護。BAS170WS保證在電源連接極性相反時，不會有電流經(jīng)過電流環(huán)路。這個肖特基二極管針對電壓在70V以內(nèi)的極性保護。這個模塊電流環(huán)路設(shè)計的最高電壓是30V，所以ZD1選用一個擊穿電壓稍高于30V的雙向TVS管。選擇ZD1時還需注意，它的漏電電流不應(yīng)超過5uA，否則會對電流的輸出結(jié)果產(chǎn)生影響。

電路的入口處的電容C3為去耦電容，這個電容可以保證在長線的感性負載下，電路不震蕩。

電容C1、C2 需要有一個高耐壓值和小電容值，這里選擇耐壓值為1KV，電容量為10nF的貼片電容。磁珠F1、F2需要有一個在高頻時的較高電阻和直流的低阻值，這里選擇MMZ1608Y152B磁珠。TVS二極管ZD1需要選擇擊穿電壓稍高于30V,又能經(jīng)受大電流瞬間沖擊，和1nS以內(nèi)響應(yīng)速度，這里選擇SMBJ30CA。C3的選擇主要考慮耐壓值及電容值，這里選擇耐壓值50V，電容值為100nF的貼片電容。

4 電路校準原理

實際電路電阻的阻值總是存在著誤差，因此第2節(jié)中的電流與電壓的關(guān)系式就構(gòu)成如下關(guān)系式：

為實現(xiàn)更高精度，在校準過程中需要增加一個校準電路步驟，其目的是要計算出上式中的ΔGain，ΔOffset，進而計算出實際電壓輸出值。校準步驟如下：

第一、   由第二節(jié)中的公式，根據(jù)電流輸出，計算出2個理論的電壓輸出百分比值；

第二、   控制JHM1101的DAC輸出，使之輸出相應(yīng)的百分比對應(yīng)電壓；

第三、   采集對應(yīng)的兩個電路電源端實際電流；

第四、   計算出ΔGain，ΔOffset；

第五、   將計算出的ΔGain，ΔOffset代入公式，計算出電流輸出實際應(yīng)該對應(yīng)的電壓輸出；

第六、   將實際電壓輸出百分比作為電橋輸出期望值，再進行傳感器的校準操作。

5 電流溫度補償原理

在實驗過程中，即使RSENS、ROUT、RBACK、RDD這四個電阻精度達到0.1%，溫度系數(shù)達到10PPM以內(nèi)，使用普通前端補償方法校準出的電流輸出信號依然溫漂很大。這是因為電流輸出的溫度漂移和RSENS、ROUT、RBACK、RDD的溫度系數(shù)及JHM1101內(nèi)部R_trim的校準精度都有關(guān)系，使得難以補償出全溫區(qū)溫漂達到0.5%以內(nèi)的變送器，現(xiàn)在使用電流溫度補償方法可以很好地解決這種問題。

電流溫度補償方法比較簡單分成以下四步實現(xiàn)：

第一、      在常溫下，校準出4～20mA信號，得到Gain_B和Offset_B兩個參數(shù)。

第二、      將4～20mA的電流信號變換成百分比數(shù)據(jù)。

第三、      采集低溫和高溫的電流信號，并變換成百分比數(shù)據(jù)。

第四、      通過校準算法計算出TC_g、TC_o、SOT等參數(shù)，完成溫度甚至二階補償。

6 PCB電路板設(shè)計

這個設(shè)計可以采用圓形雙層PCB，直徑為20mm，如圖4所示。這個尺寸的PCB在變送器設(shè)計中很常見，稍加改動就可以輕松實現(xiàn)實際應(yīng)用。由于PCB尺寸較小所以元件的放置就比較緊密，JHM1101由于可能使用內(nèi)部溫度傳感器所以和測溫二極管及低通濾波元件放置于底層，也就是最靠近Sensor的位置。V/I轉(zhuǎn)換及外部保護元件則放置于頂層。PCB板實物如圖5所示。

圖 5 PCB板實物

為了防止浪涌帶來的電磁干擾，接地電容C1、C2和ZD1貼近電流出入口P2放置。Sensor信號到低通濾波器和JHM1101輸入腳的走線盡量做到最短，避免模擬信號的連線引入噪聲。調(diào)試口連線需遠離模擬信號，防止串?dāng)_。去耦電容C4、C8放置在非?？拷嚓P(guān)電源引腳的位置上。雙面大面積覆銅提供非常低的對地阻抗，必要時可增加過孔連接雙側(cè)的覆銅，可以減小電流流過單個過孔時產(chǎn)生的電磁干擾。

Q1的內(nèi)部功耗產(chǎn)生的熱量會導(dǎo)致環(huán)境溫度變化，這個溫度變化會導(dǎo)致RSENS、ROUT、RBACK、RDD的阻值和JHM1101精度發(fā)生變化，所以Q1擺放盡可能遠離RSENS、ROUT、RBACK、RDD和JHM1101。在圖5

PCB布局布線圖中可以發(fā)現(xiàn)，Q1除遠離對溫度敏感元件擺放外，在它們之間還開了熱隔離槽，盡可能的降低Q1發(fā)熱對模塊精度的影響。

         7 測試結(jié)果

至此基于JHM1101的4～20mA輸出變送電路設(shè)計完成。還需要說明的是供電電壓與負載關(guān)系，如圖6所示，以及電路上電的穩(wěn)定時間，如圖7所示。

            圖6供電電壓與負載電阻關(guān)系圖

圖7上電輸出穩(wěn)定時間測試圖

由此設(shè)計可得出較為理想的測試數(shù)據(jù)，以下為使用陶瓷壓阻芯體，在25℃下校準后，在25℃和85℃下的測試數(shù)據(jù)，提供給大家參考。

1）25℃時的測試數(shù)據(jù)

2）85℃的測試數(shù)據(jù)

經(jīng)過測試，在25~85℃溫區(qū)內(nèi)，搭配陶瓷壓阻芯體，此電路可以達到1%FS以內(nèi)的精度，符合設(shè)計要求。